在RFID系统中，标签摆放姿态的不固定要求读取其信息的阅读器天线是圆极化，而小型圆极化天线在RFID中有重要应用且成为研究热点。文中设计并研究了一款902～928 MHz的6 dBi小型圆极化天线，轴比<3 dB。
1 具体设计方案的分析及选择
微带天线利于选取合适的馈电位置使辐射元与馈线良好匹配，且体积小剖面低、电性能优良、实现了一维小型化。基于此及小型化天线采用微带天线形式。而微带天 线实现圆极化的馈电方法主要有：双馈点馈电和单馈点馈电。其中每一种馈电方法又分别可采用直接馈电、缝隙耦合馈电、探针馈电等多种馈电方式。双馈点法需要 制作独立的3 dBi耦合器，形式复杂且对隔离端口隔离度要求很高，暂不考虑;缝隙耦合法在设计小尺寸天线时增益很难到达6 dBi的设计要求;探针馈电难以兼顾驻波比、轴比、增益同时达到最佳状态。
直接馈电的单馈点法不需设计任何复杂的移相网络和功率分配就可实现圆极化辐射， 是实现圆极化的简单易行的方法，所以采用单馈点直接馈电的方式馈电。基于空腔模型理论设计在方形贴片上通过切角引入几何微扰，即附加简并模分离单元，使简 并正交模的谐振频率产生分离。方形切角天线具有较宽的极化和阻抗带宽。边沿馈电技术易控制输入阻抗水平，随着馈线和贴片接触点不同谐振阻抗从几欧到 250Ω不等，考虑阻抗匹配则采用边沿馈电。但由于微带天线谐振腔内高Q值谐振特性导致窄频带特性。天线采用增大基片厚度和降低基片相对介电常数 来降低Q值。基片介电常数越低、厚度越厚，其Q值越小则带宽越大。但基片过厚，基片厚度和波长之比过大会加大表面波辐射损耗，引起表面波的明显激励以致辐 射效率降低，厚度的增加只能在保证表面波激励最小的条件范围内增加。所以设计此时没有一味增加基片厚度而是采用在FR4介质基片上进行挖孔。空气的介电常 数为1，小于FR4的介电常数，从而使等效相对介电常数减小。
这样既降低了介电常数又控制了厚度从而不会影响小型化和避免了辐射效率低，这是本天线的一大 创新点，即可通过调整挖孔大小来方便的调节介电常数，使介质等效介电常数在1~4.4范围内变化，等效介电常数由FR4的体积与圆孔体积的比例大小决定。 通过某种形式的电抗加载可增加系统带宽，运用此概念用寄生加载来增加带宽。为避免共面寄生加载时辐射方向图随频率有较大变化，采用不共面寄生加载，设置一 块铜片作为寄生单元放在主馈贴片上面以提供容性电抗来增加带宽。文中还采用加阻抗匹配网络来展宽带宽。
匹配网络采用与微带馈线先串联电容，再引入一块铜片 与壳体形成结构电容，焊接在微带上，相当于并联一定值电容，可通过调节铜片位置及大小进行匹配以达到驻波和带宽要求。结构电容的引入是本天线另一创新点， 解决了一般阅读器天线不好加载匹配的问题，通过调节铜片面积及与壳体距离可方便调节并联电容大小。展宽带宽及低介电常数可增强产生辐射的边缘场，且介质基 片损耗必须足够小以降低衰减，故采用价格低廉的FR4作为介质板，介电常数为4.4，损耗角为0.02，满足低损耗低介电常数的特点。且采用填充FR4介 质可实现小型化。主辐射面边长
谐振频率给定时尺寸与
成反比，介电常数增大，天线尺寸将减小。采用填充介质RF4后比没填充介质前体积减小近一半以实现小型化。综上所述得出设计方案，结构如图1所示。
2 关键尺寸分析
2.1 切角大小C、方形主辐射面的边长L及介质板上圆孔半径r
根据式(1)可算出主辐射面边长大概值为78 mm，由于寄生单元的加载所需辐射面边长<78 mm，以此值为基点利用HFSS来仿真优化。表l是仿真结果，可得切角对增益影响不大而连同L与r对轴比有显著影响。辐射面和孔半径一定随着切角增大轴比 先是减小，但当大于一定值时轴比又随切角增大而变差，即切角在一定范围内可优化轴比。而仅单一调节切角大小来改善轴比不能达到<3 dB的目标，要结合调节辐射面和孔的大小来优化轴比。因为实现圆极化要求产生两个极化正交、幅度相等、模电压相位相差90°的简并模，即L与切角满足关系 式
而孔的大小又与L成一定的匹配关系(下文详述)，从而如果切角、L、r不满足上述关系时会导致两简并模之间的相位差大于或<90°导致轴比变差。而 增益受L与r共同影响，单一增大L对改善增益是没有效果的。L与r要满足一定关系才能优化增益。r的大小直接影响介质板的等效介电常数在1～4.4范围内 变化，调节r就可方便容易的调节等效介电常数。半径越大，介质板中空气的比例越大，等效介电常数就越小。而等效介电常数与￡要满足关系式(1)，所以在调 节r的同时也要调节L，而一般L越大增益就会越大。但要在满足上述关系下增大和调节L，因为辐射面、介质板和地平面等效为一段长为L的低阻抗微带传输线， 在传输线两端断开形成开路。两开路端电场可分解为相对于接地板的垂直和水平分量。
两个垂直分量电场相反，水平分量电场方向相同。在垂直于接地板方向，两水 平分量电场产生的远区场同相叠加，形成了最大辐射方向。如果L与r(即)不满足关系式会影响电场方向，不能使两水平分量电场达到最大同相叠加从而导致增益 减小。还发现切角深度的加深使谐振频率向右稍微偏移。因为随切角深度的加大，有效谐振边减小，使得谐振频率发生一定偏移。
2.2 匹配网络
为使天线的负载能够吸收全部入射波功率所以进行阻抗匹配，若不匹配将会引起严重反射，使效率降低，影响增益与轴比，故铜片的尺寸、位置和串联电容对天线的增 益和轴比有重要影响。本天线采用串并联结合将阻抗匹配到50 Ω，等效电路，如图2所示。其中，R、L为微带馈线的等效电阻和电感，C1为串联电容，C0为铜片形成的等效并联电容。在不加匹配网络前阻抗位置在感性阻 抗区，所以进行串并联电容来增大容抗使阻抗向容性阻抗方向变化。电容容抗为l/jωC1，C1越大容抗越小，较小串联电容会较大改变阻抗，C1≥33 pF时对阻抗改变几乎没有影响，如果电容再增大就相当于短路。而在适当范围内随着串联电容的增大，阻抗点位置沿等电阻圆顺时针移动。本天线的创新点在于作 为结构电容的铜片，与壳体形成平板电容，相当于与微带并联电容，形成的平板电容器电容
铜片面积S与平板电容器电容成正比，铜片与壳体距离d与之成反比。随着铜片与壳体距离减小、铜片面积增大，阻抗点沿等电阻圆逆时针移动。
3 优化后的结果
根据仿真天线各部分最优尺寸为：切角为34 mm，圆孔半径为20mm，寄生单元尺寸为88*91*1 mm，辐射面尺寸为72*72*0.035 m，介质板为：119*119*12 mm。在串联电容为5.3 pF，铜片大小为9*9 mm，距壳体距离为1.5 mm处阻抗为50 Ω。天线整体尺寸为122*122*40 mm。图3～图6为仿真结果：增益为6.743 dBi，轴比为0.522 dB，在902～928 MHz驻波比<1.2，阻抗值约为50 Ω。
天线制作出来后用矢量网络分析仪对天线的驻波和阻抗进行测量：驻波比在40 MHz频带内都<1.2。工作频段902~928 MHz内阻抗在50 Q附近，阻抗得到良好匹配。利用微波暗室对天线的增益和轴比进行测量，增益为6.22 dBi，轴比为1.37 dB。实测结果见图7~图10所示。
4 结束语
本天线以两大创新点为基础设计并研究了适用于900 MHz无源RFID系统的6dBi小型圆极化天线，实测的增益、阻抗、带宽、方向图及轴比都满足RFID系统的要求。
